10. Радиопередатчики цифровой информации

Исторически передача информации на расстоянии впервые осуществлялась (в современном понимании) именно в цифровой форме. Таковыми безусловно были «азбука» Морзе, телеграфный код Боде, при использовании которых передача информации осуществлялась в виде последовательности токовых и безтоковых посылок. В современном понимании цифровой сигнал это последовательность элементарных символов, обозначаемых как «0» и «1», сочетание которых в определённом порядке (коде) позволяет зашифровать и передать практически любую информацию. Элементарный символ получил название «бит», а группа символов из 8 битов (2³) образовали своеобразное слово «байт». 1024 байта (2¹⁰) назвали «килобайт»; 2¹⁰ килобайт - «мегабайт», и т.д. - «гигабайт», «терабайт»...

Скорость передачи цифровой информации оценивается числом битов (байтов) передаваемых в секунду. Единица измерения скорости при телеграфии получила название «бод» (бит/с). В литературе, посвящённой передаче цифровой информации, на ряду с термином бод используются термины бит/с, кбайт/с и т.д.. Следует иметь в виду, что в современных телекоммуникационных системах понятие бод и бит/с не совпадают, т.к. в таких системах одному символу могут соответствовать десятки - сотни битов информации. Кроме этого, бодами выражают полную ёмкость канала, включая служебные символы (биты), если они есть. Эффективная же скорость канала выражается, например битами в секунду (бит/c, bps), несущими основную информацию.

Для передачи цифрового сигнала по радиоканалу его необходимо перенести на несущую частоту. Этот процесс осуществляется аналогично модуляции и называется «манипуляция» (используется и термин «телеграфия»). Соответственно возможна амплитудная телеграфия (АТ), частотная (ЧТ), фазовая (ФТ). Возможны и комбинированные способы манипуляции, например амплитудно-фазовая.

10.1. Амплитудная манипуляция

Амплитудная манипуляция, именуемая в зарубежной и переводной литературе как ASK (amplitude switching key), относится к простейшему виду манипуляции, применяемому в очень редких, как правило, экстремальных ситуациях.

На рисунке 10.1 представлена форма спектра исходного информационного сигнала для случая периодической и случайной последовательностей 0 и 1. В первом случае спектр цифрового сигнала имеет дискретный характер, в котором отсутствуют гармоники битовой частоты F=1/T (или чётные гармоники частоты импульсной последовательности F/2). Во втором случае, спектр - сплошной. При этом огибающая спектра описывается выражением 10.1.

(10.1)

Рисунок 10.1. Спектры битовой последовательности

Способ осуществления АТ иллюстрируется рисунком 10.2 и заключается по существу в амплитудной модуляции несущего колебания импульсным сигналом.

Рисунок 10.2. Амплитудная манипуляция

Спектр импульсов прямоугольной формы теоретически бесконечен и не пригоден для передачи по каналам с ограниченной полосой. Поэтому импульсы «скругляют» существенно ограничивая полосу их спектра с помощью фильтров нижних частот. В качестве таких фильтров часто используют фильтры с «гауссовской» характеристикой, которые превращают прямоугольные импульсы в колоколообразные, как показано на рисунке 10.3.

Спектр амплитудной манипуляции формируется также как спектр амплитудной модуляции.

Рисунок 10.3. Спектры при амплитудной манипуляции

В передатчике амплитудную манипуляцию осуществляют одновременно в двух ступенях усилительного тракта по цепи смещения на управляющем электроде АЭ. Это необходимо в связи с тем, что при манипуляции одной ступени на управляющем электроде АЭ остаётся немодулированное напряжение возбуждения, которое через проходную ёмкость закрытого АЭ проходит к последующим усилительным каскадам и в результате значительного усиления может полностью перекрыть паузу между радиоимпульсами. При манипуляции в двух ступенях на входе второй из них возбуждение практически отсутствует; в результате обеспечивается надежное запирание в паузах всего передатчика.

Режим работы усилительных каскадов передатчика при АТ выбирают слабо перенапряжённым, в котором происходит ограничение сигнала по амплитуде выходного напряжения. Тем самым обеспечивается стабильность уровня радиоимпульсов и устраняется фоновая модуляция по управляющему электроду АЭ. При этом, однако, существенно повышаются требования к характеристикам источника коллекторного питания выходной ступени, т.к. переходные процессы в фильтре выпрямителя могут привести к значительному искажению формы радиоимпульса, а при колебательном переходном процессе возможно даже его дробление. Эта особенность иллюстрируется рисунком 10.4.

Рисунок 10.4. Переходный процесс в источнике коллекторного питания

К достоинствам АТ можно отнести простоту практической реализации. Основной недостаток - очень низкая помехоустойчивость, т.к. в паузах радиосигнала помеха может изменить значение бита информации ( например, с 0 на 1).

10.2. Частотная манипуляция

При частотной манипуляции (ЧТ, FSK) 0 и 1 соответствуют различные значения несущей частоты при постоянной амплитуде. Отсутствие пауз в сигнале существенно повышает отношение сигнал/помеха, что и определяет преимущество ЧТ перед АТ.

Простейший вариант реализации ЧТ представлен на рисунке 10.5.

Рисунок 10.5. Частотная манипуляция

Телеграфный ключ S в соответствии с последовательностью 0 и 1 переключает на вход усилителя мощности частоты генераторов f₁, f₂. Причём 0 обычно соответствует меньшая из них. Поскольку генераторы в такой схеме работают независимо друг от друга, в момент перехода от одной частоты к другой происходит скачкообразное изменение фазы, т.е. помимо частотной манипуляции возникает паразитная фазовая манипуляция. Это приводит к заметному расширению полосы частот занимаемых сигналом.

На практике используется другая схема ЧТ, в которой исключается разрыв фазы в момент изменения частоты. Такая схема представлена на рисунке 10.6.

Рисунок 10.6. Схема ЧТ без разрыва фазы

На вход смесителя (СМ) от высокостабильного возбудителя подаются две частоты f и Δf. На выходе смесителя получают две частоты со сдвигом 2Δf. Информационный битовый поток переключает эти частоты с помощью электронного коммутатора (ЭК). В результате на выходе ЭК ( в узле «а») частотная манипуляция ни чем не отличается от ЧТ в схеме на рисунке 10.5, т.е. манипуляция происходит с разрывом фазы. Чтобы устранить скачки фазы в моменты перехода с одной частоты на другую, в схему введён управляемый автогенератор (ГПД), частота которого приводится к частотам f ±Δf c помощью системы автоподстройки, включающей смеситель (СМ), фильтр нижних частот (Ф) и управляющий элемент (УЭ). Аналогичные системы автоподстройки частоты уже рассматривались в разделах 5 и 9.

Поскольку контур автогенератора является инерционной системой, напряжение на его выходе не может измениться скачком при смене частоты. В результате паразитная фазовая модуляция устраняется.

Для анализа спектра частотной манипуляции представим сигнал ЧТ в виде суммы двух сигналов с амплитудной манипуляцией (см. рисунок 10.7) на разных несущих частотах. Спектр каждого из этих сигналов нам известен из раздела 10.1. Суммируя спектры сигналов с АТ, получим спектр частотной манипуляции.

Рисунок 10.7. Спектр частотной манипуляции

Анализируя спектр ЧТ, можно сделать вывод, что сдвиг частот 2Δf не должен превышать полосы частот, занимаемых спектром составляющих его сигналов АТ’ и АТ”. В противном случае, наложение спектров 0 и 1 друг на друга будет создавать взаимные помехи при приёме.

Наложение спектров допустимо лишь в случае ортогональности сигналов АТ’ и АТ” на интервале Т. Для этого необходимо выполнить условие:

Вычисляя интеграл, получим:

Поскольку (ω2 + ω1) >> (ω2 - ω1), вторым слагаемым в полученном выражении можно пренебречь. В результате получаем условие ортогональности (взаимной независимости) сигналов АТ’ и АТ” в виде.

sin2π(f₂ -f₁)T = sin4πΔf∙T=0 или

2Δf=n/T (10.2)

Здесь n – любое целое число. Таким образом, минимальный сдвиг частот, при котором обеспечивается ортогональность сигналов АТ’ и АТ” равен 1/Т (напомним, что Т – длительность элементарной посылки).

Частотная манипуляция с таким сдвигом частот получила название «минимальная частотная манипуляция» (MSK). Этот вид манипуляции широко используется в системах мобильной радиосвязи (GSM, DECT).

10.3. Двухканальная частотная манипуляция

При передаче двух сообщений методом ЧТ в соседних каналах, передатчик излучает одновременно две частоты из четырёх, принадлежащих разным каналам. В результате биения этих частот, возникает амплитудная модуляция выходного колебания. Таким образом, как и при амплитудной модуляции, такая двухканальная манипуляция приведёт к существенному снижению помехоустойчивости приёма, т.е. будет утрачено основное достоинство частотной манипуляции.

Двухканальная частотная манипуляция (ДЧТ), применяемая на практике, существенно отличается от приведенного примера. Чтобы амплитудная модуляция не возникала, каждой ситуации в соседних каналах приписывают определённое значение частоты передатчика (см. Таблица 10.1).

Таблица 10.1.

Канал 1	Канал 2	Частота
0	0	f1
0	1	f2
1	1	f3
1	0	f4

В результате в любой момент времени передатчик излучает только одну частоту из четырёх и амплитуда колебаний остаётся постоянной. Тем самым, обеспечивается высокая помехоустойчивость при ДЧТ. Частота f₁ самая низкая, а f₄ самая высокая. Интервал между соседними частотами определяет сдвиг частот 2Δf.

При ДЧТ битовые последовательности в каналах должны быть синхронизированы, т.е. переходы от 0 к 1 и наоборот, должны происходить в одни и те же моменты времени. В противном случае частота переключений резко возрастает (см. рисунок 10.8), соответственно увеличивается полоса занимаемых частот и возрастает вероятность пропадания узких импульсов из-за конечной длительности фронтов.

Рисунок 10.8. ДЧТ при синхронной и асинхронной передаче информации в каналах

Один из возможных вариантов реализации ДЧТ в упрощенном виде представлен на рисунке 10.9.

Рисунок 10.9. Структурная схема ДЧТ

На вход первого смесителя от высокостабильного возбудителя поступают частота несущей f и частоты определяющие величину сдвига Δf и 3Δf. На электронный коммутатор (ЭК) поступают частоты f₁ ÷ f₄ , которые в зависимости от состояния каналов, переключаются в соответствии с таблицу 10.1. Разрыв фазы в моменты коммутации устраняется системой автоподстройки частоты подобно схеме ЧТ.

10.4. Фазовая манипуляция

Фазовая манипуляция (ФТ, Phase Shift Keying - PSK), как и частотная является манипуляцией с «активной паузой», т.е. амплитуда колебаний остаётся неизменной независимо от того, какой символ передаётся в данный момент. Поэтому, как и частотная манипуляция, ФТ отличается высокой помехоустойчивостью. При ФТ в момент перехода от 0 к 1, или наоборот, фаза несущего колебания изменяется на 180⁰ . Этот процесс иллюстрируется рисунком 10.10.

Рисунок 10.10. Фазовая манипуляция

Спектр ФТ можно оценить подобно тому, как это было сделано для ЧТ, т.е. представить сигнал с фазовой манипуляцией в виде суммы двух сигналов с амплитудной манипуляцией, несущие которых сдвинуты по фазе на 180⁰. Поэтому в случае периодической последовательности 0 и 1 в спектре ФТ несущая отсутствует. Для реальных цифровых сигналов, спектр боковых полос при ФТ подобен спектру АТ, а несущая частота имеет переменную величину, зависящую от соотношения частот появления нулей и единиц. Описанная операция и спектры представлены на рисунке 10.11.

Рисунок 10.11. Спектр фазовой манипуляции

Таким образом, фазовая манипуляция имеет очевидное преимущество перед ЧТ по полосе занимаемых частот и превосходит АТ в помехоустойчивости.

В качестве простейшего фазового манипулятора может быть использовано устройство аналогичное балансному модулятору, в котором коммутация диодного моста осуществляется «биполярным» цифровым сигналом, т.е. амплитуда биполярного цифрового сигнала должна значительно превышать амплитуду колебаний несущей частоты (u_Ω>>u_ω). Один из возможных вариантов фазового манипулятора представлен на рисунке 10.12.

Рисунок 10.12. Фазовый манипулятор

При ФТ целесообразно синхронизировать битовую частоту с частотой несущего колебания так, чтобы изменение фазы происходило при нулевом значении напряжения несущей. В этом случае обеспечивается минимальный уровень побочного излучения на гармониках несущей частоты (см. рисунок 10.12).

В 1946 году В.А. Котельников в своей диссертации строго доказал, что ФТ является наилучшим способом передачи цифровой информации, т.к. при этом достигается предельная потенциальная помехоустойчивость, которая не может быть превзойдена ни какими другими способами передачи.

Тем не менее, внедрение ФТ в практику телекоммуникаций ещё долго оставалось проблематичным, вследствие явления «обратной работы», которое заключается в том, что случайное изменение фазы, вследствие воздействия помехи, превращает 1 в 0, а 0 в 1. Следующая помеха может вернуть нормальный режим приёма, и т.д. В результате достоверная передача информации становилась практически невозможной. Все попытки усовершенствовать ФТ приводили к серьёзному усложнению аппаратуры и не обеспечивали преимущества ФТ перед ЧТ.

В настоящее время вместо ФТ используют относительную фазовую манипуляцию (ОФТ, Differential Phase Shift Keying- DPSK ), предложенную Н.Т. Петровичем [17]. При ОФТ скачок фазы происходит только в случае появления 0 (или только в случае появления 1). Поэтому обратная работа уже не имеет значения, поскольку изменение фазы теперь всегда соответствует только 0 (или только 1). Таким образом, сигнал ОФТ несёт в себе информацию необходимую для его детектирования. Формирование сигнала ОФТ иллюстрируется рисунком 10.13.

Рисунок 10.13. Формирование сигналов ФТ и ОФТ

На рисунках 10.13а,б представлено образование сигнала ФТ, а на рисунке 10.13в – сигнала ОФТ. Специального фазового манипулятора для ОФТ не требуется, достаточно перекодировать исходный цифровой сигнал в соответствии с рисунком 10.13г.

При оптимальном приёме сигнала ОФТ удаётся практически полностью реализовать предельную помехоустойчивость передачи цифровых сигналов. На рисунке 10.14 представлена сравнительная характеристика помехоустойчивости различных видов манипуляции. Здесь по горизонтальной оси отложено отношение сигнал/шум (N), а по вертикальной – вероятность ошибки в приёмнике Р(N).

Рисунок 10.14. Вероятность ошибки при различных видах манипуляции для заданного отнощения сигнал/шум

10.5. М-позиционная фазовая манипуляция

По аналогии с ДЧТ, при фазовой манипуляции также возможна двухканальная работа. В этом случае, аналогично таблице 10.1, ситуация в каналах кодируется соответствующим фазовым сдвигом (см. таблица 10.2).

Таблица 10.2

Канал 1	Канал2	Фаза(φ)
0	0	00
0	1	900
1	1	1800
1	0	2700

По этому алгоритму может осуществляться и трёх и четырёх-канальная ФТ, или ОФТ. При числе каналов N=3, вектор несущего колебания будет занимать 8 позиций (уровней); при N=4 – 16 позиций и т.д. В общем случае N – канальная ФТ потребует М=2^N позиций. Соответствующий вид фазовой манипуляции обозначают как ФТ - М или ОФТ-М (например, ОФТ-4, или ОФТ-8). Обозначение одноканальной фазовой манипуляции может иметь обозначение ОФТ-2.

В современных телекоммуникационных системах М – позиционная ОФТ используется для снижения частоты манипуляции при одноканальной работе. Рассмотрим эту возможность на примере ФТ-4 (предполагается, что для перехода на ОФТ перекодируется исходный цифровой сигнал). Структурная схема манипулятора в этом случае представлена на рисунке 10.15.

На этом рисунке приняты следующие обозначения: ЭКУ - электронный коммутатор – удлинитель; КФ – кодер фазы; ФМ – перемножитель (фазовый манипулятор); Σ – сумматор.

Рисунок 10.15. Структурная схема манипулятора 4-ФТ

Принцип действия манипулятора иллюстрируется рисунком 10.16.

В электронном коммутаторе исходный цифровой сигнал b_n разделяется на два потока чётных b_(2n) и нечётных b_(2n-1) битов, и каждый бит удлинняется во времени в два раза. В блоке кодера фазы формируются ортогональные сигналы I и Q, которые определяют координаты вектора несущей согласно таблице 10.2.

Рисунок 10.16. Формирование сигнала 4-ФТ(QPSK)

Далее используется схема аналогичная фазо-разностному методу формирования однополосного сигнала.

,

где:

;

На практике число позиций М ≤ 8, т.к. при больших значениях «М» ФТ и ОФТ существенно проигрывают более совершенным методам квадратурной амплитудно-фазовой манипуляции (КАМ).

К числу недостатков ФТ-4 (ОФТ-4, Differential Quadrature Phase Shift Keying - DQPSK) следует отнести наличие скачка фазы на 180⁰ при переходе от ситуации 0/0 к 1/1 или от 1/1 к 0/0. Такие скачки фазы, при прохождении сигнала через узкополосные тракты, вызывают паразитную амплитудную модуляцию, что приводит к снижению помехоустойчивости.

Устранить такие скачки фазы удаётся при 4-х позиционной относительной фазовой манипуляции с дополнительным фазовым сдвигом π/4 (π/4DQPSK). Структурная схема манипулятора в этом случае не отличается от рис. 10.15, однако кодер фазы в этом случае работает иначе и вместо фазового манипулятора (ФМ) используется балансный модулятор (БМ). Результат его работы представлен на рисунке 10.17 и соответствует алгоритму представленному в таблице 10.3.

Таблица 10.3.

b(2n-1)	b(2n)	Δφ
0	0	π/4
0	1	3π/4
1	1	-3π/4
1	0	-π/4

В отличие от ФТ-4 при манипуляции π/4DQPSK отсчёт фазы Δφ ведётся не от фиксированной позиции 0/0, а от предшествующей позиции, как показано на векторной диаграмме. Эта диаграмма фактически состоит из двух диаграмм ОФТ – 4 сдвинутых по фазе на 45⁰ (отсюда название «со сдвигом π/4»).

Рисунок 10.17. Формирование сигнала π/4DQPSK

Минимальный фазовый сдвиг при π/4DQPSK в 2 раза меньше, чем в случае 4-ФТ. Однако это не сказывается на помехоустойчивости, т.к. каждый следующий скачёк фазы происходит с переходом на другую, сдвинутую на 45⁰, диаграмму векторов. При оптимальном приёме это обстоятельство учитывается автоматически и не вызывает снижения помехоустойчивости. Вместе с тем, изменение фазы на 180⁰ в этом случае полностью исключается. На выходе манипулятора π/4DQPSK сигнал принимает вид:

Здесь φ_к-1 - значение фазы предшествующее приращению Δφ.

Ещё один метод, получивший название квадратурной относительной фазовой манипуляции со смещением (ФТ-4с), также позволяет исключить скачки фазы от 0 на 180⁰ (или от 180⁰ на 0⁰). По международной терминологии этот вид манипуляции называется Offset Quadrature Phase Shift Key (OQPSK). Отличие OQPSK от ФТ-4 состоит в том, что ортогональные сигналы Q и I не кодируются в соответствии с сочетанием чётных и нечётных битов, а полностью им соответствуют в биполярной форме (см . рисунок 11.18).

Рисунок 10.18. Квадратурная фазовая манипуляция со смещением

Таким образом, фазовая манипуляция на рисунке 10.15 осуществляется только нечётными (Q), или только чётными (I) битами в биполярной форме. Поскольку в каждом тракте после ЭКУ битовая частота снижается в два раза, а сигналы в них взаимно независимы (ортогональны), полоса частот, занимаемая выходным сигналом, после сумматора останется такой же, как при ФТ-4. Звезда векторов при такой манипуляции не принимает значений 0 и 180⁰, поэтому глубоких провалов в сигнале OQPSK не бывает. Эта особенность поясняется рисунком 10.19, где представлены переходы фазы с приращением в 180⁰ при QPSK и OQPSK.

Рисунок 10.19. Скачки фазы при QPSK и OQPSK c приращением 180⁰

10.6. Квадратурная амплитудная манипуляция

Квадратурная амплитудная манипуляция является дальнейшим развитием многопозиционной манипуляции. Сокращённое обозначение КАМ-М, или QAM-M (Quadrature Amplitude Modullation), где М - число позиций «звезды» векторов, определяющей этот вид манипуляции.

Рассмотрим принцип формирования квадратурной амплитудной манипуляции на примере КАМ-16. Структурная схема манипулятора представлена на рисунке 10.20.

Рисунок 10.20. Манипулятор КАМ-16

Здесь как и ранее ЭКУ – электронный коммутатор удлинитель; ФК -формирователь кода I, Q; БМ – балансный модулятор; Σ –сумматор.

Электронный коммутатор распределяет исходный цифровой поток bi на 4 потока mi1...mi4 и удлиняет каждый бит в 4 раза. Формирователь кода генерирует ортогональные сигналы I и Q, которые затем перемножаются на квадратурные несущие. В результате сложения модулированных колебаний на выходе получается сигнал S(t)=A(t)sin[ωt+φ(t)], где:

Алгоритм работы формирователя кода (ФК) представлен в таблице 10.4.

Таблица 10.4. Алгоритм работы формирователя кода (ФК)

В качестве примера на рисунке 10.21 приведен фрагмент картины формирования КАМ-16.

Рисунок 10.21. Формирование КАМ-16

Звезда векторов, соответствующая КАМ-16, представлена на рисунке 10.22. Здесь же для сравнения показана звезда векторов ОФТ-16.

Рисунок 10.22. Векторные диаграммы ОФТ-16 и КАМ-16

Сравнение векторных диаграмм ОФТ-16 и КАМ-16 вскрывает очевидное преимущество КАМ-16 ( d_к > d_о ).

Аналогично формируются КАМ-64 и КАМ-256 при разложении исходного цифрового сигнала соответственно на 6 и 8 потоков. Возможны и промежуточные варианты, например КАМ-32 (5 потоков). Соответствующие диаграммы векторов представлены на рисунке 11.23.

Рисунок 10.23. Варианты квадратурной амплитудной манипуляции

В последние годы фирмой Globe Span Inc запатентован однополосный вариант QАМ, получивший название САР (Carrier Less Amplitude modulation / Phase). В спектре САР подавлена несущая и одна боковая полоса сигнала QАМ.

10.7. Передача цифровой информации методом OFDM (COFDM) (метод частотно-временного уплотнения с ортогональными несущими)

В начале 80-х годов во французской лаборатории ССЕТТ была сделана попытка применить технологию использования шумоподобного спектра для целей цифрового радиовещания. При этом была определена весьма эффективная система передачи цифровой информации получившая название OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). За последние годы в мире стандартизовано по крайней мере пять систем цифрового радиовещания. Это четыре стандарта телевизионного вещания (VB-T, ISDB-T, DAB-T, ATSC-8VSB) и система звукового радиовещания DRM. Все они, за исключением одной, используют метод COFDM (OFDM c кодированием).

Суть метода в упрощенном изложении заключается в следующем:

Кодированный цифровой сигнал расщепляется на 2, 4, или 6 потоков и втечение одного временного интервала (фрейма - своеобразного кадра ) модулирует методом QAM (4, 16, 64) большое количество близко расположенных поднесущих частот (до 300 для звукового вещания и до 6800 для телевидения). Выбор числа позиций QAM определяется степенью важности передаваемой в данный момент информации. Например, информация о способе кодирования, позволяющая на приёмном конце восстановить исходный звуковой или видео сигналы, передаётся методом QAM-4, которая обладает наибольшей помехоустойчивостью.

В начале каждого фрейма вводится защитный интервал времени (Т_з), в течение которого приёмник игнорирует приём информации (см. рисунок 10.24). На этот интервал приходится основная доля эхо-сигналов от предыдущего символа Т_с при многолучёвых отражениях. Таким образом, осуществляется защита каждого фрейма от эхо-сигналов предыдущего фрейма.

Поскольку поднесущие частоты расположены очень близко друг к другу, для исключения взаимных помех они должны быть ортогональны на интервале символа Тс. Для этого, в соответствии с (10.2), интервал между соседними частотами выбран равным 1/Т_с.

Рисунок 10.24. Спектрально-временная диаграмма OFDM

Для повышения надёжности передачи информации при OFDM используется «перемежение» по времени и частоте. Суть перемежения заключается в том, что информация одного из подканалов передаётся в соседних фреймах на разных поднесущих частотах и в различной последовательности во времени. Это позволяет сократить потери информации в отдельном подканале при наличии сосредоточенной помехи на частоте конкретной поднесущей и в определённом временном интервале.

Задача модуляции огромного количества поднесущих частот разными видами QAM , была бы совершенно невозможной, если бы для каждой поднесущей использовался свой модулятор. Эту проблему удалось решить благодаря разработанному в последние годы методу быстрого преобразования Фурье, для реализации которого разработан целый спектр специализированных интегральных микросхем.

Наличие в сигнале COFDM составляющих с QAM-64 требует от усилительного тракта передатчика очень высокой степени линейности амплитудных и фазовых характеристик. Для обеспечения этих требований, мощность усилителей модулированных колебаний в режиме COFDM приходится уменьшать в несколко раз по сравнению с номинальной, переводя ряд его ступеней в режим колебаний первого рода (класс А). При этом неизбежно падает промышленный к.п.д. передатчика. В случае передатчиков большой мощности с этим мириться нельзя, поэтому для повышения эффективности усилительного тракта используют метод раздельного усиления фазомодулированной составляющей COFDM сигнала и его огибающей (см. п.п. 8.2.3).

Снижение мощности передающих устройств не сказывается на качестве передаваемой информации, т.к. цифровая форма сигнала и использование высокоэффективных методов помехоустойчивого кодирования позволяют обеспечить высокое качество в самых неблагоприятных условиях помеховой обстановки.

Рисунок 10.25. Сравнение цифрового и аналогового вещания

Для иллюстрации эффективности метода COFDM на рисунке 10.25 представлена сравнительная диаграмма качества передачи информации (Q) в системе радиовещания по стандарту DRM и при обычной амплитудной модуляции в условиях неблагоприятной помеховой обстановки. Сравнение проводилось методом субъективных экспертных оценок. Преимущество COFDM очевидно и не требует комментариев.

10.8. Передача цифровой информации методом CDMA (многостанционный доступ с кодовым разделением каналов)

Другой вариант использования шумоподобных сигналов с расширенным спектром [18] для передачи цифровой информации получил название CDMA (Code Division Multiple Access). Технология CDMA, в основе которой лежит ортогональное разделение сигналов, известна давно. Уже в первые послевоенные годы, в течение долгого времени эта технология использовалась в военных системах связи, как в СССР, так и в США, поскольку обладала многими ценными для таких систем преимуществами. В настоящее время CDMA применяется в большинстве работающих и перспективных системах радиосвязи. Расширение спектра может осуществляться тремя способами: FH (Frequency Hopping) – скачкообразная перестройка частоты; TH (Time Hopping) – скачкообразная перестройка по времени; DS (Direct Secuence) – «прямая последовательность». Применяются и «гибридные» способы: FH/TH, DS/TH, DS/FH, DS/FH/TH.

Суть метода FH CDMA состоит в следующем: каждый бит информации передаётся набором N частот, которые подвергаются манипуляции псевдослучайной импульсной последовательностью (ПСП) индивидуальной для каждой частоты. Длительность бита Т разбивается на отрезки τ = Т/N, в течение которго частота остаётся неизменной, а затем скачкообразно меняется по алгоритму индивидуальному для каждого абонента. В результате создаётся возможность передачи одновременно большого числа сообщений в общей полосе частот.

В случае TH CDMA информационный сигнал сжимается во времени и передаётся в виде коротких радиоимпульсов в случайные моменты времени, в соответствии с кодом ПСП. Время передачи разделяется на кадры состоящие из интервалов, отводимых для каждого информационного канала.

Классическим методом CDMA можно считать DS CDMA, получившим наибольшее распространение в современной аппаратуре радиосвязи. Поэтому рассмотрим его подробнее.

Суть метода заключается в следующем: узкополосный сигнал, полученный в результате манипуляции одним из рассмотренных ранее способов (ФТ, ОФТ, КАМ), подвергается модуляции (например по фазе) высокочастотной ПСП с большим периодом повторения. Битовая частота этой ПСП выбирается на несколько порядков выше битовой частоты информационного сигнала. В результате образуется широкополосный сигнал, из которого на приёмном конце с помощью такой же импульсной последовательности восстанавливается передаваемая информация.

Проиллюстрируем образование сигнала DS CDMA следующим образом. Предположим, что в качестве «ПСП» используется периодическая импульсная последовательность, как представлено на рисунке 10.26а. В этом случае спектр узкополосного сигнала расширяется, оставаясь дискретным.

Рисунок 10.26. Формирование сигнала CDMA

При использовании ПСП, спектр сигнала расплывается, как показано на рисунке 10.26б. При этом, в явном виде информационный сигнал отсутствует и может быть обнаружен лишь с помощью соответствующей ПСП.

Современные средства вычислительной техники в принципе позволяют обнаружить заданную ПСП при условии, что на сеанс связи приходится, по крайней мере, несколько периодов такой последовательности. Однако это требует достаточно сложной специальной аппаратуры. Кроме того, широкополосный сигнал не только трудно раскодировать – его просто трудно обнаружить, т.е. выявить сам факт работы передатчика.

Рисунок 10.27. Cпектр сигнала CDMA

На рисунке 10.27 представлен спектр сигнала CDMA, полученный на экранe анализатора спектра.

Технология DS CDMA позволяет создать в отведённой полосе частот большое количество информационных каналов на одной несущей частоте.

Она обеспечивает устойчивую работу в условиях многолучевого распространения сигнала, практически не подвержена воздействию сосредоточенных помех и обеспечивает передачу информации при минимальной мощности передатчика, а приём - даже при уровне сигнала ниже уровня шумов.

В передатчике сигналов DS CDMA отсутствует синтезатор; используется лишь простейший возбудитель, работающий на одной частоте.